因此，当V_o>2V_in时，开关管寄生电容C₁的电荷被完全抽走，开关管实现零电压开通；当V_o<2V_in时，电容C₁两端的电压无法下降到0，开关管实现谷底开通。

(5)[t₄~t₅]阶段：t₄时刻，MOS管寄生二极管D₁导通，电感电流i_L1流经整流桥和二极管D₁，电感电流下降。t₅时刻，电感电流降为0，该阶段结束。接下来重复t₀~t₅阶段的工作过程。

2 CRM模式的控制方法

为了得到交错并联CRM Boost PFC变换器中控制开关管导通的过零信号ZCD，本文提出了一种基于新型开关管电压检测电路的控制方法。该方法首先通过开关管电压检测电路，检测MOS管两端的漏源电压V_ds，然后将检测的信号V_DSP送入DPS内部比较器进行处理，得到过零信号ZCD，最后采用开关管导通时间补偿策略控制MOS管导通。

2.1 开关管电压检测电路

开关管电压检测电路如图4所示，其主要工作波形如图5所示。

从图5中可以看出，进入DSP的信号V_DSP会随着MOS管漏源电压V_ds1的下降而下降。设置DSP内部比较器的负相端输入为信号V_DSP，正相端为阈值信号，当信号V_DSP小于阈值信号时，会产生过零信号ZCD。DSP检测到过零信号ZCD后，会产生驱动信号使MOS管导通，直至MOS管导通时间达到T_on时，使MOS管关断，等待下一次过零信号ZCD的到来，如此循环。该检测电路的结构简单、成本较低，能够准确检测MOS管漏源电压谐振到零或波谷的时刻，得到过零信号ZCD，使交错并联Boost PFC变换器工作在CRM模式，实现MOS管的零电压开通或谷底开通。

2.2 开关管导通时间补偿策略

单相Boost PFC电路输入电压的表达式为：

稳态工作时，导通时间T_on为常数。因此，理论上电感电流平均值的波形是一个跟随输入电压的正弦波，从而工频周期内输入电流也是正弦波。实际上，由于电感和MOS管寄生电容谐振，电感电流会反向。反向的电感电流拉低了电感电流平均值，使输入电流小于正常值，导致输入电流波形畸变和功率因数校正效果不佳。基于上述原因，需要对开关管的导通时间进行补偿，通过增加电感电流的峰值，提高电感电流的平均值。补偿前后电感电流波形如图6所示。